認識場效應管MOSFET

02-04

一、初識MOSFET

從初學者的角度來說，我們在學習一個新的知識點的時候，經常會藉助已知的知識點，並與之類比。藉助已經熟悉的知識點，並對比著學習掌握新的知識點是一種高效、快捷並有效的學習方法。

可以拿來和MOSFET（場效應管）進行類比的管子，我們自然會想到三極體，它們有諸多類似之處。

（一）、三極體分NPN和PNP，MOSFET也分N-MOS和P-MOS。

為了方便記憶圖標，還可以這樣去理解代表類型的箭頭方向。NPN三極體的箭頭是朝外的，而N-MOS的箭頭是朝內的；與之對應，PNP三極體的箭頭是朝內的，而P-MOS的箭頭是朝外的。

圖1.1，三極體和MOSFET的圖標對比

（二）、三極體與MOSFET的導通條件對比

圖1.2，三極體和MOSFET的導通條件的對比

（三）、三極體和MOSFET的導通原理對比

三極體的導通深度決定於基極電流（Ibe)的大小，集電極-發射極電流（Ic）是Ibe放大之後的結果（放大倍數Beta，Ic=Beta*Ibe）；MOSFET的導通深度決定於柵源極之間的電壓大小(Vgs)，表現為Vgs越大，DS之間的導通電阻Rds(on)越小。所以，有一個簡單的說法：「三極體是電流型器件，MOSFET是電壓型器件」。

「三極體是電流型器件，MOSFET是電壓型器件」的意思是設計三極體電路時，需要關注Ibe的大小，不但是Vbe電壓達到閾值就可以了。不同大小的Ibe會使三極體分別處於截止、放大及飽和區；MOSFET是電壓型器件，意思是MOSFET的控制只關注Vgs電壓，超過導通閾值，MOSFET就由截止進入導通了，接著Vgs電壓越大，導通電阻Rds(on)越小，也即導通越充分。

所以，大家在設計電路時，特別是開關電路時，更加青睞於使用MOSFET而不是三極體，因為電壓型的器件更方便控制。當然，一般來說MOSFET的成本會高於三極體，所以實際設計電路需要根據實際情況做出妥協。

二、真實的MOSFET

以上對三極體和MOSFET的對比一般是MOSFET入門時必須掌握的知識，類比是為了增強進入學習的信心，但是如果止步於此，甚至滿足於此，則是十分可惜的。因為僅憑這幾點初識，實際上連MOSFET的門都還沒摸到，如果用此三把斧去設計實際電路，很有可能會被打擊得「鼻青臉腫」，輕者設計的電路不工作，重則MOSFET「炸管」。

（一）、MOSFET在導通過程是需要驅動電流的，而且所需的驅動電流很大。

圖1.3是典型的三極體開關電路，經過粗略計算得到Ibe=(3.3-Vbe)/R1-Vbe/R2~=57uA。

所以，三極體電路的基極驅動電流是很微弱的（微安這個數量級）。普通三極體的放大倍數至少也有50左右，所以，理論上Ic=50*0.057=2.85mA，那麼R3的壓降Vr3=Ic*R3=2.85*10=28.5V>>5V，所以圖1.3的三極體已經處於飽和狀態。

圖1.3，典型的三極體開關電路

如果維持R3=10K不變，使得三極體處於放大狀態，則極限的Ic=5/R3=0.5mA，反推至基極Ibe=Ic/Beta=0.5/50=10uA。所以，為了使得三極體工作在放大狀態，那麼Ibe必須小於10uA，因為設計及調試三極體放大電路使得大多數人望而卻步。還好現在使用集成電路的場合比較多，應用三極體也多使其工作於飽和區（作開關使用）。

如果，將圖1.3的三極體直接替換成MOSFET，如圖1.4，那麼情況會如何呢？實際上，可以很負責的告訴你這個電路無法工作。

圖1.4，在典型的三極體開關電路（圖1.3）中替換三極體為MOSFET

由於MOSFET的導通不需要GS的電流來維持，只需要GS的電壓來維持，所以VGS=3.3*R2/(R1+R2)=1.1V。這是和三極體電路的區別之一，三極體在導通之後，仍然需要基極電流Ibe的維繫，然後Vbe在導通之後會被鉗位（~0.7V）；MOSFET在導通之後無需電流的維繫，所以VGS的電壓可以直接使用電阻的分壓比進行計算。

假設，此MOSFET的導通閾值電壓Vgs_th<<1.1V,那麼為什麼說此電路無法工作呢？原因在於認知的誤區之一「MOSFET是電壓驅動型器件，只需要VGS電壓到位就可以導通」。實際上，MOSFET在導通瞬間需要很大的驅動電流，大到安培這個數量級（1~2A是正常的）。所以，R1=20K限制了驅動電流，因此這個電路是沒法工作的。

改進的方法很簡單，使得R1=0~10Ohm，可選擇R1=0R或1R，稍微給R1配點阻值（比如1R）是為了減小導通過程中產生的振鈴；R1的數值太大會導致開關過程過程甚至無法導通。因為，MOSFET的導通深度(Rdson)會隨著VGS電壓的增加而加深(Rdson變小），所以一般在安全範圍內儘可能使用較高的VGS電壓來驅動MOSFET。

圖1.5，改進後的MOSFET開關電路

（二）、不可忽視的MOSFET極間參數

為什麼MOSFET在導通過程中會需要安培級別的驅動電流呢？原因是MOSFET的極間有不可忽視的寄生參數（此處只討論寄生電容）。

圖1.6，實際的MOSFET模型

如圖1.6， MOSFET的極間電容模型：

? Input capacitance: Ciss = Cgd + Cgs

? Output capacitance: Coss = Cgd + Cds

? Reverse transfer capacitance: Crss = Cgd

在MOSFET導通之前，首先需要打點這些寄生電容（給輸入電容Ciss（Cgd+Cgs）充電，交流模型里D和S「對地」）,如圖1.7。VGS的驅動電壓來臨瞬間（上升沿），Ciss(Cgs+Cgd)相當於對地短路，所以峰值的Igs=Vgs/(Rg+r)，r為驅動電路的內阻，所以GS的瞬態峰值電流達到安培級別不足為奇。

圖1.7，MOSFET導通過程中的預充電模型

所以，極間寄生電容是MOSFET的重要參數之一，這也是跳出「三極體思維」的起點。關於MOSFET極間寄生參數的影響，後文還會被不斷地提及。

（三）、MOSFET是電壓敏感型的器件

MOSFET對電壓十分敏感，一旦過壓就會損壞，早期的MOSFET對靜電(ESD)十分敏感，而三極體相對「耐操「些，這算是電壓型器件的弱點吧。

當然，現在的MOSFET已經沒有這麼」脆弱「了，首先不用特別擔心DS極的問題，因為一般都會集成一顆體二極體（Body Diode），如圖1.8。

圖1.8，集成了體二極體的MOSFET

集成的體二極體的主要作用是「續流」。比如，在BUCK開關電源中，上管關閉但是下管還未打開的這一小段「死區」時間內進行續流，避免MOSFET受到電壓的衝擊而損壞。

圖1.9，MOSFET的體二極體的續流作用

我們在選擇MOSFET時，一般會留足足夠的電氣參數的裕量，但是由於寄生參數（此處主要指寄生電感）的影響，電壓上會出現一些遠高於電源電壓的電壓尖峰。以BOOST電路為例，如圖2.0，當MOS管關閉那刻DS之間將承受較高的電壓衝擊（Vout+振鈴）。

圖2.0，BOOST電路中MOSFET在關閉時承受較高的Vds衝擊

除了續流作用，還有一些MOSFET的體二極體還具有電壓鉗位作用，類似於「穩壓管」避免DS過壓而損壞，在一些應用場景比較緊湊的場合不妨考慮選擇此類MOSFET，如圖2.1的MOSFET的體二極體具備鉗位效果，它能將振鈴的電壓鉗位。

圖2.1，具有鉗位作用的體二極體

真正需要額外防護的是對GS極的防護，避免GS過壓。在實際應用時，需要確定是否GS過壓的可能性或者風險，然後正確做好防護，一般的方式是在GS之間加一個穩壓管。如圖2.2，是典型的高位MOSFET開關電路，一般MOSFET的GS間耐壓是20V，最大的輸入電壓是24V，所以MOSFET的GS有過壓損壞的風險，因此此處使用了一顆18V穩壓管對Vgs進行了鉗位防護。

圖2.2，High-Side Switch中GS極的防護

（四）、MOSFET的開關電路的奇怪現象——漏電

如圖2.2的MOSFET開關電路，有時候會出現奇怪的現象，即使開關未曾使能（SW保持低電平），理論上MOSFET是處於關閉狀態的，但是某些場景下，此時Vout仍然是有輸出電壓的（漏電）。

導致漏電現象的原因在於，前面已經重點介紹過的MOSFET的極間寄生電容的影響，輸入Vin通過MOSFET的極間寄生電容「透傳」到了輸出Vout上面。所以基本對策是盡量選擇極間寄生電容小的MOSFET，如果由於成本等原因的局限，無法替換MOSFET的話，可以嘗試在輸出端放一顆nF級別的小陶瓷電容，有時可以解決這個漏電的問題；有時需要在輸出端放置一個假負載（和輸出電容並聯一個電阻作為假負載）。

綜合以上兩種對策，得到圖2.3改良之後的高位MOSFET開關，從Vout有輸出的瞬態的角度看，C1相當於「直通」，R4充當了「假負載」的作用；在電路達到穩態之後，C1又識趣地「斷開」了，R4不會對輸出產生影響。專業點說，C1和R4組成了一條「高頻」通道。

同時R4還起到了抑制三極體的「溫漂」的作用。原理如下：

溫度上升 --> 三極體的Vbe壓降減小 --> Ir2=(Vsw-Vbe-Vr4)/R1上升，同時Ir2=(Vbe+Vr4)/R2下降

-->Ibe=(Ir1-Ir2)上升 -->Ic上升 --> Vr4=Ic*R4上升--> (Vbe+Vr4)回歸穩定，Vr4的上升彌補了Vbe的下降。同理，環境溫度下降時也可作同樣的分析。

圖2.3，改良之後的High-Side Switch

（五）、BUCK電路中，MOSFET的上下管直通的問題

雖然晶元在設計時已經在上下管交替導通的間隙內插入了「死區時間(dead time)」，但是在BUCK電路中，上下MOS管直通仍然是常見的故障，直通的後果很嚴重，輕者過熱，重者「炸管」。

圖2.4，由於上下管直通導致的MOS「炸管」

引起上下管直通的原因仍然是因為MOS管的極間寄生電容的緣故。上管在打開時，通過下管的Cgd以及Cgs拉升了下管的GATE電壓（如圖2.4的「鼓包」），如果這個「鼓包」達到了下管開通的門限電壓則直通了。

我們知道MOS的導通深度是和GATE的電壓大小有關的，GATE電壓雖然已到達門限值，但是電壓不夠高的話，MOS的Rds(on)很高，此刻的直通不會「炸管」，但是會表現為溫升。此種情形很容易被忽視，所以對電路進行極限測試很重要，在極限測試時是比較容易發現MOS的異常溫升的。

圖2.5，引起上下管直通的原理分析

圖2.5是針對同步BUCK電路中，上下管直通的原理分析。導致直通的原因是極間寄生電容Cgd以及Cgs，所以在高電壓以及快速開關時(high dv/dt)比較容易發生直通現象。如果下管的寄生電容Ciss(Cgd+Cgs)以及Crss(Cgd)較大時，也會增加直通發生的概率。

因此，選用大比值的Cgs/Cgd(或者Qgs/Qgd)可以減小問題的概率，適當減弱驅動(dV/dt)及減小下管GATE的泄流阻抗都會達到改善直通的效果。

有時候，直通現象多少是存在的，表現為溫升，刻意地去改善直通會降低開關效率，後果同樣也是增加溫升。因此，正確的做法是在極限情形下評估，如果各項指標符合預期則無需在意上下管之間可能存在的微弱「直通」。

（六）、BUCK電路中實際的MOSFET開關波形解析

1、實際的MOSFET波形 – 上管開通

上管快速開啟時，SW會通過寄生電容Cgd耦合到下管的Vgs之上，抬升了Vgs電壓，此為米勒效應"Miller Effect"。

上管導通時的米勒效應可能會誤觸發下管，導致上下管直通的現象發生。選擇High Cgs/Cgd ratio的MOSFET有利於改善米勒效應。

圖2.6，MOSFET開通的波形

2、真實的MOSFET開關波形 – 上管關閉

上管快速關閉時，SW會通過寄生電容Cgd耦合到下管的Vgs之上，拉低Vgs電壓至負壓（電容的電荷未變。上管打開時，Cgd被充電，現在極性翻轉，所以下管Vgs會出現負壓，類似Charge-pump的原理），此為米勒效應"Miller Effect"。

上管關閉時的米勒效應所導致的後果是，使得下管的Vgs變為負壓，所以不會發生不良後果。

圖2.7，MOSFET的關閉過程

三、MOSFET的核心知識點

上文的介紹，首先由三極體切入，目的是為了初學者不懼怕；接著，基於實際案例及實測的波形重點介紹了MOSFET的寄生參數特別是寄生電容對MOSFET的嚴重影響，有時甚至會導致災難性性的後果。

MOSFET的實際應用多種多樣，可能發生的故障及現象也必定千奇百怪，案例只能幫你有個直觀的認識，別人的故事不可原樣照搬至自己這裡。

所以，文末準備幫大家在理論上梳理並剖析一下MOSFET的開通和關閉的過程。理論的東西總是枯燥乏味的，結合前文的案例來看，相信又沒那麼的枯燥。

MOSFET的實際模型：

? Input capacitance: Ciss = Cgd + Cgs

? Output capacitance: Coss = Cgd = Cds

? Reverse transfer capacitance: Crss = Cgd

圖2.8，MOSFET的模型

圖2.8是MOSFET的實際模型，它的內核當然是一顆MOSFET，然後在這顆MOSFET上寄生了電容，其中平時最關注的是Cgd和Cgs，它們的影響，前面已有案例介紹。在評估和對比/替換MOSFET時，別忘了關注這兩個參數。

然後MOSFET是有內阻的，Rds(on)，實際上也算是寄生參數吧，希望它越小越好，它會導致發熱。注意，Rds(on)不是一個恆定值，它與Vgs的大小有關，Vgs越高，Rds(on)越小，所以在驅動MOSFET時需要過驅動，也就是MOSFET已經被導通之後，繼續拉升Vgs達到降低Rds(on)的目的。

接著，晶元到管腳是通過金線連接的，它會表現為寄生電感。寄生電感實際上更加令人討厭，因為它會產生尖峰電壓（V=Ldi/dt），尖峰電壓可能導致器件損壞，邏輯電路誤觸發。

MOSFET的驅動：