第6章 PWM控制技術

第6章PWM控制技術

主要內容：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析，PWM整流電路。

重點：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法。

難點：PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析。

基本要求：掌握PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，了解PWM逆變電路的諧波分析，了解跟蹤型PWM逆變電路，了解PWM整流電路。

PWM（PulseWidth Modulation）控制——脈衝寬度調製技術，通過對一系列脈衝的寬度進行調製，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）。第3、4章已涉及這方面內容:

第3章：直流斬波電路採用，第4章有兩處： 4.1節斬控式交流調壓電路，4.4節矩陣式變頻電路。

本章內容

PWM控制技術在逆變電路中應用最廣，應用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術正是有賴於在逆變電路中的應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位。

本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術，也介紹PWM整流電路

1 PWM控制的基本原理

理論基礎：

衝量相等而形狀不同的窄脈衝加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。衝量指窄脈衝的面積。效果基本相同，是指環節的輸出響應波形基本相同。低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。

圖6-1 形狀不同而衝量相同的各種窄脈衝

面積等效原理：

分別將如圖6-1所示的電壓窄脈衝加在一階慣性環節（R-L電路）上，如圖6-2a所示。其輸出電流i(t)對不同窄脈衝時的響應波形如圖6-2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈衝越窄，各i(t)響應波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈衝，則響應i(t)也是周期性的。用傅里葉級數分解後將可看出，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。

圖6-2 衝量相同的各種窄脈衝的響應波形

用一系列等幅不等寬的脈衝來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，看成N個相連的脈衝序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈衝代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（衝量）相等，寬度按正弦規律變化。

SPWM波形——脈衝寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形。

圖6-3 用PWM波代替正弦半波

要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈衝寬度即可。

等幅PWM波和不等幅PWM波：

由直流電源產生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路，6.4節的PWM整流電路。輸入電源是交流，得到不等幅PWM波，如4.1節講述的斬控式交流調壓電路，4.4節的矩陣式變頻電路。基於面積等效原理，本質是相同的。

PWM電流波：

電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。

PWM波形可等效的各種波形：

直流斬波電路：等效直流波形

SPWM波：等效正弦波形，還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基於等效面積原理。

2 PWM逆變電路及其控制方法

目前中小功率的逆變電路幾乎都採用PWM技術。逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合。本節內容構成了本章的主體

PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。

（1）計演算法和調製法

1、計演算法

根據正弦波頻率、幅值和半周期脈衝數，準確計算PWM波各脈衝寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。

缺點：繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化

2、調製法

輸出波形作調製信號，進行調製得到期望的PWM波；通常採用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關係且左右對稱；與任一平緩變化的調製信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比於信號波幅值的脈衝，符合PWM的要求。

調製信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調製信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。

結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調製法進行說明：設負載為阻感負載，工作時V₁和V₂通斷互補，V₃和V₄通斷也互補。

控制規律：

u_o正半周，V₁通，V₂斷，V₃和V₄交替通斷，負載電流比電壓滯後，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負，負載電流為正區間，V₁和V₄導通時，u_o等於U_d，V₄關斷時，負載電流通過V₁和V_D3續流，u_o=0，負載電流為負區間，i_o為負，實際上從V_D1和V_D4流過，仍有u_o=U_d，V₄斷，V₃通後，i_o從V₃和V_D1續流，u_o=0，u_o總可得到U_d和零兩種電平。

u_o負半周，讓V₂保持通，V₁保持斷，V₃和V₄交替通斷，u_o可得-U_d和零兩種電平。

圖6-4 單相橋式PWM逆變電路

單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：

在u_r和u_c的交點時刻控制IGBT的通斷。u_r正半周，V₁保持通，V₂保持斷，當u_r>u_c時使V₄通，V₃斷，u_o=U_d，當u_r<u_c時使V₄斷，V₃通，u_o=0。u_r負半周，V₁保持斷，V2保持通，當u_r<u_c時使V₃通，V₄斷，u_o=-U_d，當u_r>u_c時使V₃斷，V₄通，u_o=0，虛線u_of表示u_o的基波分量。波形見圖6-5。

圖6-5 單極性PWM控制方式波形

雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）：

在u_r半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負。在u_r一周期內，

輸出PWM波只有±U_d兩種電平，仍在調製信號u_r和載波信號u_c的交點控制器件通斷。u_r正負半周，對各開關器件的控制規律相同，當u_r>u_c時，給V₁和V4導通信號，給V2和V3關斷信號，如i_o>0，V₁和V4通，如i_o<0，V_D1和V_D4通， u_o=U_d，當u_r<u_c時，給V2和V3導通信號，給V₁和V4關斷信號，如i_o<0，V2和V3通，如i_o>0，V_D2和V_D3通，u_o=-U_d。波形見圖6-6。

單相橋式電路既可採取單極性調製，也可採用雙極性調製。

圖6-6 雙極性PWM控制方式波形

雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）：見圖6-7。

三相PWM控制公用u_c，三相的調製信號u_rU、u_rV和u_rW依次相差120°。

U相的控制規律：

當u_rU>u_c時，給V₁導通信號，給V₄關斷信號，u_UN′=U_d/2，當u_rU<u_c時，給V₄導通信號，給V₁關斷信號，u_UN′=-U_d/2；當給V₁(V₄)加導通信號時，可能是V₁(V₄)導通，也可能是V_D1(V_D4)導通。u_UN′、圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路

u_VN′和u_WN′的PWM波形只有±U_d/2兩種電平，u_UV波形可由u_UN′-u_VN′得出，當1和6通時，u_UV=U_d，當3和4通時，u_UV=－U_d，當1和3或4和6通時，u_UV=0。波形見圖6-8。

輸出線電壓PWM波由±U_d和0三種電平構成，負載相電壓PWM波由(±2/3)U_d、(±1/3)U_d和0共5種電平組成。

圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形

防直通死區時間：

同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區時間。死區時間的長短主要由器件關斷時間決定。死區時間會給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。

特定諧波消去法(SelectedHarmonic Elimination PWM—SHEPWM)：

計演算法中一種較有代表性的方法，圖6-9。輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次（不包括0和π），共6個開關時刻可控。為減少諧波並簡化控制，要盡量使波形對稱。

首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即：

^(6-1)

圖6-9 特定諧波消去法的輸出PWM波形

其次，為消除諧波中餘弦項，使波形在半周期內前後1/4周期以π/2為軸線對稱。

(6-2)

四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數表示為：

(6-3)

式中，a_n為

圖6-9，能獨立控制a₁、a₂和a₃共3個時刻。該波形的a_n為

(6-4)

式中n=1,3,5,…

確定a₁的值，再令兩個不同的a_n=0，就可建三個方程，求得a₁、a₂和a₃。

消去兩種特定頻率的諧波：

在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯立方程：

(6-5)

給定a₁，解方程可得a₁、a₂和a₃。a₁變，a₁、a₂和a₃也相應改變。

一般，在輸出電壓半周期內器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對稱，k個開關時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k－1個頻率的特定諧波，k越大，開關時刻的計算越複雜。

除計演算法和調製法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節介紹

（2）非同步調製和同步調製

載波比——載波頻率f_c與調製信號頻率f_r之比，N= f_c/ f_r。根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調製方式分為非同步調製和同步調製：

1、非同步調製

非同步調製——載波信號和調製信號不同步的調製方式。

通常保持f_c固定不變，當f_r變化時，載波比N是變化的。在信號波的半周期內，PWM波的脈衝個數不固定，相位也不固定，正負半周期的脈衝不對稱，半周期內前後1/4周期的脈衝也不對稱。當f_r較低時，N較大，一周期內脈衝數較多，脈衝不對稱的不利影響都較小，當f_r增高時，N減小，一周期內的脈衝數減少，PWM脈衝不對稱的影響就變大。因此，在採用非同步調製方式時，希望採用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。

2、同步調製

同步調製——N等於常數，並在變頻時使載波和信號波保持同步。

基本同步調製方式，f_r變化時N不變，信號波一周期內輸出脈衝數固定。三相，公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數。當N=9時的同步調製三相PWM波形如圖6-10所示。

f_r很低時，fc也很低，由調製帶來的諧波不易濾除，f_r很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。為了克服上述缺點，可以採用分段同步調製的方法。

3、分段同步調製

把f_r範圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恆定，不同頻段N不同。在f_r高的頻段採用較低的N，使載波頻率不致過高，在f_r低的頻段採用較高的N，使載波頻率不致過低。

圖6-11，分段同步調製一例。為防止fc在切換點附近來回跳動，採用滯後切換的方法。同步調製比非同步調製複雜，但用微機控制時容易實現。可在低頻輸出時採用非同步調製方式，高頻輸出時切換到同步調製方式，這樣把兩者的優點結合起來，和分段同步方式效果接近。

圖6-10 同步調製三相PWM波形

圖6-11 分段同步調製方式舉例

（3） 規則採樣法

按SPWM基本原理，自然採樣法中要求解複雜的超越方程，難以在實時控制中在線計算，工程應用不多。

規則採樣法特點：

工程實用方法，效果接近自然採樣法，計算量小得多。

規則採樣法原理：

圖6-12，三角波兩個正峰值之間為一個採樣周期T_c。自然採樣法中，脈衝中點不和三角波一周期中點（即負峰點）重合。規則採樣法使兩者重合，每個脈衝中點為相應三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時刻t_D對信號波採樣得D點，過D作水平線和三角波交於A、B點，在A點時刻t_A和B點時刻t_B控制器件的通斷，脈衝寬度δ 和用自然採樣法得到的脈衝寬度非常接近。

圖6-12 規則採樣法

規則採樣法計算公式推導：

正弦調製信號波公式中，a稱為調製度，0≤a<1；ω_r為信號波角頻率。從圖6-12因此可得：

(6-6)

三角波一周期內，脈衝兩邊間隙寬度

(6-7)

三相橋逆變電路的情況：

通常三相的三角波載波公用，三相調製波相位依次差120o，同一三角波周期內三相的脈寬分別為δ_U、δ_V和δ_W，脈衝兩邊的間隙寬度分別為δ′u、δ′v和δ′w，同一時刻三相正弦調製波電壓之和為零，由式(6-6)得

(6-8)

由式(6-7)得:

(6-9)

故由式（6-8）可得：

(6-10)

故由式（6-9）可得：

(6-11)

利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算

（4）PWM逆變電路的諧波分析

使用載波對正弦信號波調製，產生了和載波有關的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。

分析雙極性SPWM波形：

同步調製可看成非同步調製的特殊情況，只分析非同步調製方式。

分析方法：

不同信號波周期的PWM波不同，無法直接以信號波周期為基準分析，以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數推導出PWM波的傅里葉級數表達式，分析過程相當複雜，結論卻簡單而直觀。

1、單相的分析結果：

不同調製度a時的單相橋式PWM逆變電路在雙極性調製方式下輸出電壓的頻譜圖如圖6-13所示。其中所包含的諧波角頻率為

式中，n＝1，3，5，…時，k=0，2，4，…；n=2，4，6，…時，k=1，3，5，…。

可以看出，PWM波中不含低次諧波，只含有角頻率為ω_c，及其附近的諧波，以及2ω_c、3ω_c等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為ω_c的諧波分量。

圖6-13 單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖

2、三相的分析結果：

三相橋式PWM逆變電路採用公用載波信號時不同調製度a時的三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓的頻譜圖如圖6-14所示。在輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為

式中，n=1，3，5，…時，k=3(2m-1)±1，m=1，2，…；

_{6m +1，m =0，1，…；}

n =2，4，6，…時，k= _{6m -1，m =1，2，…。}

和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區別是載波角頻率ω_c整數倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是ω_c±2ω_r和2ω_c±ω_r。

圖6-14 三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖

SPWM波中諧波主要是角頻率為ω_c、2ω_c及其附近的諧波，很容易濾除。當調製信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果，另一部分是由於信號波對載波的調製而產生的諧波。後者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。

（5） 提高直流電壓利用率和減少開關次數

直流電壓利用率——逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值U_1m和直流電壓U_d之比。

提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；減少器件的開關次數可以降低開關損耗；正弦波調製的三相PWM逆變電路，調製度a為1時，輸出相電壓的基波幅值為U_d／2，輸出線電壓的基波幅值為

，即直流電壓利用率僅為0.866。這個值是比較低的，其原因是正弦調製信號的幅值不能超過三角波幅值，實際電路工作時，考慮到功率器件的開通和關斷都需要時間，如不採取其他措施，調製度不可能達到1。採用這種調製方法實際能得到的直流電壓利用率比0.866還要低。

1、梯形波調製方法的思路

採用梯形波作為調製信號，可有效提高直流電壓利用率。當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。

梯形波調製方法的原理及波形，見圖6-15。梯形波的形狀用三角化率s =U_t/U_to描述，U_t為以橫軸為底時梯形波的高，U_to為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長後相交所形成的三角形的高。s =0時梯形波變為矩形波，s =1時梯形波變為三角波。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波，低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產生的波形畸變率為δ。

圖6-16，δ 和U_1m /U_d隨s 變化的情況。

圖6-17，s 變化時各次諧波分量幅值U_nm和基波幅值U_1m之比。

s =0.4時，諧波含量也較少，δ 約為3.6%，直流電壓利用率為1.03，綜合效果較好。

圖6-15 梯形波為調製信號的PWM控制

梯形波調製的缺點：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。

實際使用時，可以考慮當輸出電壓較低時用正弦波作為調製信號，使輸出電壓不含低次諧波；當正弦波調製不能滿足輸出電壓的要求時，改用梯形波調製，以提高直流電壓利用率。

圖6-16 s 變化時的d 和直流電壓利用率圖6-17 s 變化時的各次諧波含量

2、線電壓控制方式（疊加3次諧波）

對兩個線電壓進行控制，適當地利用多餘的一個自由度來改善控制性能。

目標——使輸出線電壓不含低次諧波的同時儘可能提高直流電壓利用率，並盡量減少器件開關次數。

直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓。

相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式。

在相電壓調製信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。如圖6-18所示。鞍形波的基波分量幅值大。

除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。

圖6-18 疊加3次諧波的調製信號

3、線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量）：

疊加u_p，既包含3倍次諧波，也包含直流分量，u_p大小隨正弦信號的大小而變化。設三角波載波幅值為1，三相調製信號的正弦分別為u_rU1、u_rV1和u_rW1，並令：

　　　　　　　　　　　　　　　　　　(6-12)

則三相的調製信號分別為

(6-13)

圖6-19 線電壓控制方式舉例

不論u_rU1、u_rV1和u_rW1幅值的大小，u_rU、u_rV、u_rW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調製信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進行控制，因此，這種控制方式也稱為兩相控制方式。

優點：

（1）在1/3周期內器件不動作，開關損耗減少1/3

（2）最大輸出線電壓基波幅值為U_d，直流電壓利用率提高

（3）輸出線電壓不含低次諧波，優於梯形波調製方式

（6） PWM逆變電路的多重化

和一般逆變電路一樣，大容量PWM逆變電路也可採用多重化技術。採用SPWM技術理論上可以不產生低次諧波，因此，在構成PWM多重化逆變電路時，一般不再以減少低次諧波為目的，而是為了提高等效開關頻率，減少開關損耗，減少和載波有關的諧波分量。

PWM逆變電路多重化聯結方式有變壓器方式和電抗器方式，利用電抗器聯接實現二重PWM逆變電路的例子如圖6-20所示。電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出，圖中兩個逆變電路單元的載波信號相互錯開180°，所得到的輸出電壓波形如圖6-21所示。圖中，輸出端相對於直流電源中點

的電壓

，已變為單極性PWM波了。輸出線電壓共有0、±（1/2）U_d、±U_d五個電平，比非多重化時諧波有所減少。

一般多重化逆變電路中電抗器所加電壓頻率為輸出頻率，因而需要的電抗器較大。而在多重PWM型逆變電路中，電抗器上所加電壓的頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，因此只要很小的電抗器就可以了。

二重化後，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為

，但其中當n奇數時的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在

附近，相當於電路的等效載波頻率提高了一倍。

圖6-20 二重PWM型逆變電路

圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形

電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，很小。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nw_c+kw_r，但其中n為奇數時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2w_c附近，相當於電路的等效載波頻率提高一倍。

3 PWM跟蹤控制技術

PWM波形生成的第三種方法——跟蹤控制方法。

把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化，常用的有滯環比較方式和三角波比較方式。

（1）滯環比較方式

1、電流跟蹤控制

基本原理：

把指令電流i^*和實際輸出電流i的偏差i^*-i作為滯環比較器的輸入，比較器輸出控制器件V₁和V₂的通斷。V₁（或V_D1）通時，i增大，V₂（或V_D2）通時，i減小。通過環寬為2DI的滯環比較器的控制，i就在i^*+DI和i^*-DI的範圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i^*。

滯環環寬對跟蹤性能的影響：環寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高。

電抗器L的作用：L大時，i的變化率小，跟蹤慢。L小時，i的變化率大，開關頻率過高。

圖6-22 滯環比較方式電流跟蹤控制舉例

圖6-23 滯環比較方式的指令電流和輸出電流

三相的情況：

圖6-24 三相電流跟蹤型PWM逆變電路

圖6-25 三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形

採用滯環比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點

（1）硬體電路簡單

（2）實時控制，電流響應快

（3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波

（4）和計演算法及調製法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多

（5）閉環控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點

2、電壓跟蹤控制

採用滯環比較方式實現電壓跟蹤控制。如圖6-26所示。把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環比較器，由比較器輸出控制開關通斷，從而實現電壓跟蹤控制。和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋從電流變為電壓。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當的濾波器濾除。

圖6-26 電壓跟蹤控制電路舉例

u^*=0時，輸出u為頻率較高的矩形波，相當於一個自勵振蕩電路。

u^*為直流時，u產生直流偏移，變為正負脈衝寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的矩形波。

u^*為交流信號時，只要其頻率遠低於上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波後，所得的波形就幾乎和u* 相同，從而實現電壓跟蹤控制。

（2）三角波比較方式

基本原理：

不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是閉環控制。把指令電流i^*_U、i^*_V和i^*_W和實際輸出電流i_U、i_V、i_W進行比較，求出偏差，放大器A放大後，再和三角波進行比較，產生PWM波形。

放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其係數直接影響電流跟蹤特性。

圖6-27 三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路

特點：

開關頻率固定，等於載波頻率，高頻濾波器設計方便；為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相；和滯環比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流諧波少。

定時比較方式：

不用滯環比較器，而是設置一個固定的時鐘。以固定採樣周期對指令信號和被控量採樣，按偏差的極性來控制開關器件通斷。在時鐘信號到來時刻，如i< i*，令V1通，V2斷，使i增大；如i> i*，令V1斷，V2通，使i減小。每個採樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。

採用定時比較方式時，器件最高開關頻率為時鐘頻率的1/2，和滯環比較方式相比，電

流誤差沒有一定的環寬，控制的精度低一些。

4 PWM整流電路及其控制方法

實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極體整流。

晶閘管相控整流電路：輸入電流滯後於電壓，且諧波分量大，因此功率因數很低。

二極體整流電路：雖位移因數接近1，但輸入電流諧波很大，所以功率因數也很低。

把逆變電路中的SPWM控制技術用於整流電路，就形成了PWM整流電路。

可使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，也稱單位功率因數變流器，或高功率因數整流器。

（1）PWM整流電路的工作原理

PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多

1、單相PWM整流電路

圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路。半橋電路直流側電容必須由兩個電容串聯，其中點和交流電源連接。全橋電路直流側電容只要一個就可以。交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內部電感，是電路正常工作所必須的。

圖6-28 單相PWM整流電路

a)單相半橋電路 b) 單相全橋電路

單相全橋PWM整流電路的工作原理：

正弦信號波和三角波相比較的方法對V₁～V₄進行SPWM控制，就可在交流輸入端AB產生SPWM波u_AB。u_AB中含有和信號波同頻率且幅值成比例的基波、和載波有關的高頻諧波，不含低次諧波。由於L_s的濾波作用，諧波電壓只使i_s產生很小的脈動。當信號波頻率和電源頻率相同時，i_s也為與電源頻率相同的正弦波。u_s一定時，i_s幅值和相位僅由u_AB中基波u_ABf的幅值及其與u_s的相位差決定。改變u_ABf的幅值和相位，可使i_s和u_s同相或反相，i_s比u_s超前90°，或i_s與u_s相位差為所需角度。

相量圖（圖6-29）

a：滯後相角δ，I_s和U_s同相，整流狀態，功率因數為1，PWM整流電路最基本的工作狀態

b：超前相角δ，I_s和U_s反相，逆變狀態，說明PWM整流電路可實現能量正反兩方向流動，這一特點對於需再生制動的交流電動機調速系統很重要。

c：滯後相角δ，I_s超前U_s90°，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發送器（StaticVar Generator—SVG）

d：通過對幅值和相位的控制，可以使I_s比U_s超前或滯後任一角度φ。

圖6-29 PWM整流電路的運行方式相量圖

a)整流運行 b)逆變運行 c)無功補償運行 d) 超前角為φ

對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明

整流狀態下，u_s> 0時，（V₂、VD₄、VD₁、Ls）和（V₃、VD₁、VD₄、L_s）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V₂、VD₄、VD₁、L_s）為例。V₂通時，u_s通過V₂、VD₄向L_s儲能。V₂關斷時，L_s中的儲能通過VD₁、VD₄向C充電。u_s< 0時，（V₁、VD₃、VD₂、L_s）和（V₄、VD₂、VD₃、L_s）分別組成兩個升壓斬波電路。由於是按升壓斬波電路工作，如控制不當，直流側電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對器件形成威脅。

另一方面，如直流側電壓過低，例如低於u_s的峰值，則u_AB中就得不到圖6-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或u_AB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制i_s，i_s波形會畸變。

可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調節，如要向低調節就會使性能惡化，以至不能工作。

2、三相PWM整流電路

圖6-30，三相橋式PWM整流電路

最基本的PWM整流電路之一，應用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、i_c為正弦波且和電壓同相且功率因數近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態及圖c或d的狀態。

（2）PWM整流電路的控制方法

有多種控制方法，根據有沒有引入電流反饋可分為兩種：沒有引入交流電流反饋的——間接電流控制；引入交流電流反饋的——直接電流控制。

1、間接電流控制

間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a（逆變時為圖6-29b）的相量關係來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數為1的控制效果。

圖6-31，間接電流控制的系統結構圖。

圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路。控制系統的閉環是整流器直流側電壓控制環。

控制原理：

和實際直流電壓u_d比較後送入PI調節器，PI調節器的輸出為一直流電流信號i_d，i_d的大小和交流輸入電流幅值成正比。穩態時，u_d= ，PI調節器輸入為零，PI調節器的輸出i_d和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值對應。負載電流增大時，C放電而使u_d下降，PI的輸入端正偏差，使其輸出i_d增大，進而使交流輸入電流增大，也使u_d回升。達到新的穩態時，u_d和 相等，i_d為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應。負載電流減小時，調節過程和上述過程相反。

從整流運行向逆變運行轉換

首先負載電流反向而向C充電，u_d抬高，PI調節器負偏差，i_d減小後變為負值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現逆變運行。穩態時，u_d和 仍然相等，PI調節器輸入恢復到零，i_d為負值，並與逆變電流的大小對應。

控制系統中其餘部分的工作原理

上面的乘法器是i_d分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R，得到各相電流在R_s上的壓降u_Ra、u_Rb和u_Rc

下面的乘法器是i_d分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前π/2的餘弦信號，再乘以電感L的感抗，得到各相電流在電感L_s上的壓降u_La、u_Lb和u_Lc。各相電源相電壓u_a、u_b、u_c分別減去前面求得的輸入電流在電阻R和電感L上的壓降，就可得到所需要的交流輸入端各相的相電壓u_A、u_B和u_C的信號，用該信號對三角波載波進行調製，得到PWM開關信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。

存在的問題：

在信號運算過程中用到電路參數L_s和R_s，當L_s和R_s的運算值和實際值有誤差時，會影響到控制效果；基於系統的靜態模型設計，動態特性較差；應用較少。

2、直接電流控制

通過運算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過對交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值，因此稱為直接電流控制。

有不同的電流跟蹤控制方法，圖6-32，一種最常用的採用電流滯環比較方式的控制系統結構圖。

控制系統組成

雙閉環控制系統，外環是直流電壓控制環，內環是交流電流控制環

外環的結構、工作原理和圖6-31間接電流控制系統相同。外環PI的輸出為i_d，i_d分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，得到三相交流電流的正弦指令信號 ， 和 ， 和

分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負載電流大小的直流信號i_d成正比，指令信號和實際交流電流信號比較後，通過滯環對器件進行控制，便可使實際交流輸入電流跟蹤指令值。

優點：

控制系統結構簡單，電流響應速度快，系統魯棒性好；獲得了較多的應用。

本章小結

a、PWM控制技術的地位

PWM控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，並對電力電子技術產生了十分深遠影響的一項技術。

b、器件與PWM技術的關係

IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件給PWM控制技術提供了強大的物質基礎。

c、PWM控制技術用於直流斬波電路

直流斬波電路實際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用於直流電動機調速系統構成廣泛應用的直流脈寬調速系統。

d、PWM控制技術用於交流—交流變流電路

斬控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是PWM控制技術在這類電路中應用的代表,目前應用都還不多,但矩陣式變頻電路因其容易實現集成化，可望有良好的發展前景.

e、PWM控制技術用於逆變電路

PWM控制技術在逆變電路中的應用最具代表性。正是由於在逆變電路中廣泛而成功的應用，奠定了PWM控制技術在電力電子技術中的突出地位。除功率很大的外，不用PWM控制的逆變電路已十分少見。

第5章因尚未涉及PWM控制技術，因此對逆變電路的介紹是不完整的。學完本章才能對逆變電路有較完整的認識。

f、PWM控制技術用於整流電路

PWM控制技術用於整流電路即構成PWM整流電路。可看成逆變電路中的PWM技術向整流電路的延伸。PWM整流電路已獲得了一些應用，並有良好的應用前景。PWM整流電路作為對第2章的補充，可使我們對整流電路有更全面的認識。

g、PWM控制技術與相位控制技術

以第2章相控整流電路和第4章交流調壓電路為代表的相位控制技術至今在電力電子電路中仍佔據著重要地位。以PWM控制技術為代表的斬波控制技術正在越來越佔據著主導地位，分別簡稱相控和斬控。把兩種技術對照學習，對電力電子電路的控制技術會有更明晰的認識。