OFDM信道估計與MIMO-OFDM信道估計在演算法上有什麼區別？

01-03

今天正好在看MIMO-OFDM，寫一點權當複習，有不對的還請指正。

首先想到的是兩者導頻設計的不同。

普通OFDM的信道估計：導頻設計只需要考慮時頻域，有時根據情況的不同還可以將兩個域區別對待。例如在信道頻率選擇性不強的情況下，可以在頻域上較為稀疏地排列導頻序列。同理，在慢衰落場景下，也可以在時域上較為稀疏地排列導頻序列。下圖就給出了幾種OFDM導頻序列的排布方式，其中（a）和（b）就分別工作在強頻率選擇性+慢衰落和弱頻率選擇性+快衰落的信道中：

MIMO-OFDM的信道估計：時，頻，空三個域都要考慮，尤其是在空域，不同天線發射的導頻序列需要相互正交，否則在接收端無法區分各個導頻，造成導頻污染，就無法正確地估計信道。正交的方法有很多，可以是時間上錯開，在某個時間只允許某個天線發送。也可以在頻率上錯開。還可以讓導頻信號本身就是正交的（例如Alamouti coding）。如下圖所示：

在實際系統中往往是這三種導頻策略混合使用。例如LTE下行鏈路的導頻序列排布：

演算法上的區別我不是很清楚了，不是研究這一塊，太深的也不懂。但常用的信道估計演算法比如LS/ML估計，LMMSE估計都可以用，只是形式上有點變化。值得一提的是，配備了OFDM的MIMO系統，往往工作在頻率選擇性衰落信道中，一般稱為寬頻MIMO系統，在某種程度上其信道估計比平衰落信道中的窄帶MIMO要容易。因為導頻在空域的正交使得我們僅需要將多對收發天線考慮成多個單對收發天線即可，也就是說可以將MIMO系統變為SISO系統來分析。這樣就簡化了太多，例如窄帶MIMO中的LS/ML信道估計公式是：

$[{hat { m H}_{ML}} = frac{1}{{sqrt ho }}left( {{{f{R}}_p}{f{S}}_p^H} ight){left( {{{f{S}}_p}{f{S}}_p^H} ight)^{ - 1}}]$

其中，Sp是發送的導頻矩陣，Rp=sqrt(ρ)*H*Sp+Z是接收矩陣，ρ是信噪比，Z是加性高白。而在MIMO-OFDM系統中，我們有：

$[{hat H_{ij}}left( k ight) = frac{1}{{{N_s}sqrt ho }}left( {frac{{{y_i}left( k ight)}}{{{p_j}left( k ight)}}} ight)]$

其中，Ns是OFDM子載波個數，yi(k)=Ns*sqrt(ρ)*Hij(k)*pj(k)+Zi(k)，Hij(k)是在第k個子載波上第j個發送天線到第i個接收天線之間的信道增益，注意這裡的Hij(k)是頻域上的信道增益。能這麼做是因為其他不等於j的發射天線的導頻與第j個發射信號的導頻正交，不用考慮它們帶來的影響。因此矩陣計算簡化成了標量計算。

實際系統中MIMO-OFDM可能存在兩套導頻，一套是廣播的用於估計預編碼矢量，另一套是已經預編碼/波束成型過的，用於數據的解調。針對這兩套導頻的信道估計演算法原理一致，但是實現細節和性能要求有差別。

MIMO可以用beamspace的思想處理

你也研究信道估計嗎？求抱團